静電型(コンデンサ型)ヘッドホン専用アンプ 26 リンクを取得 Facebook × Pinterest メール 他のアプリ 3月 01, 2023 初段12AU6のスクリーングリッド電圧がちょっと低いので2管共通の抵抗150 kΩに1 MΩをパラった(150//1000 ≒ 130 kΩ)ら、丁度良い感じ。 同じ6463でもSRPPじゃなくてSEPPの平衡型ってどうかな等と妄想中。ドライブの回路に迷う。 リンクを取得 Facebook × Pinterest メール 他のアプリ コメント
STAX SRM-1 (2) 3月 07, 2025 初段用定電圧電源の電源トランス直後のフューズ(0.1 A)が1本飛んだ原因について考える。下図はSRM-1のリーフレットに記載の図である。 図のトランスの二次巻線の上側が高圧、下側が低圧( 初段用 )である。どちらもセンタータップが付いている。高圧部の平滑キャパシタの容量を47 µFから100 µFに上げたことによって充電の度に流れる電流のピークは高くなった筈。スイッチ・オン時には突入電流が流れやすいが、波形のどの部分でオンになるかで突入電流は変化する。たまたま大きな突入電流が流れたタイミングで、二次側の電流も大きくなって、ヒューズが切れたのかも知れない。 大体、二次側にヒューズ(0.1 A)が入れられている理由がよく分からないのだが?大きな電流を流したくない理由はカットレス・コアのトランスではないだろうか?この手のコアだと突入電流は大きいし、ダイオードを通して平滑キャパシタを充電するパルス的な電流のピークも高くなる。初段の電源は電流も少ないのでトランスの巻線も細く、ちょっとした過電流でトランスが断線することを懸念してのヒューズかも知れない。 ダイオードがオフになった瞬間、電源トランス二次側の漏洩インダ クタンスによるキックバックで高圧が発生する。スナバでもいいが、SRM-1の場合に二次側にキャパシタが入っているのはこの共振をダンプしてダイオード由来の雑音ノイズの低減を狙ったのだろう。 高圧部の平滑キャパシタの容量を47 µFから100 µFに上げたことで低圧部の電流も影響を受けて?不安定になった可能性もある。 高圧部のダイオードにもキャパシタがパラに入っているのは、同様に ダイオード由来の雑音ノイズの低減を考えているのだろう。 逆回復時間(trr)の短いものに交換するのも悪くないだろう。このキャパシタ、ダイオードに掛かる逆電圧と同じ鯛圧が必要の筈? 高圧部の平滑キャパシタは 100 µFに上げてしまって今更戻したくもないので、ピーク電流を抑えるために高圧部のトランスの二次側に抵抗(あるいは)を入れるのが良いかも知れない。10~20 Ω程度なら出力電圧もほとんど変わらないだろう。基板にはあまり余裕が無いが抵抗の足を伸ばして基板から少し浮かせて取り付ければいいだろう。どれくらい発熱するかは予測できないが。結局基板の銅箔切ったり穴を開けたく無いので、短くしたラグ板にL字... 続きを読む
静電型(コンデンサ型)ヘッドホン専用アンプ 37 6月 28, 2026 電源トランスをトリオ/ケンウッドのアマチュア無線送信機用のL01-0213-05からタムラ/ノグチの真空管アンプ用のPMC-131へ、ヒータートランスを東栄J-162Wから小川電子のSES-M15341-2に換装する。電源トランスの変更でブリッジ整流から両波整流に換わり、回路も少し変化した。アンプ部はほぼ同一だが、初段の12AU6のサプレッサー・グリッドの接続をアースからカソードに換えた。出力選択のスイッチボックスはそのまま。この回路で問題が無ければひとつの筐体に組み直す予定。 トランスは既に市場に無いものを選んだが、使っていない巻線が多いしかさばっている。Rコアか何かで特注した方が良かったかもしれない。意外とラッシュカレントが多い。330 V巻線は325 V位の方がいいようだし。手持ちのジャンクの活用をしているから仕方がない。ラッシュカレントが大きいためにまれにフューズが切れるので、当初よりフューズのアンペア数を増やしてある。近くのホムセンにはスローブローのガラス管フューズは置いてない。同じく、整流直後のキャパシタも必要以上に耐圧も容量も大きく、結果として図体も大きい。あくまで試験機のつもりだからはんだはチョン付け。新しい筐体に組み込むときはちゃんとしなきゃ(いつになるやら)。(2SA1015の接続の誤記を修正 2026.08.12) 続きを読む
静電型(コンデンサ型)ヘッドホン専用アンプ 35 8月 09, 2023 電圧400 Vに対して耐圧400 Vとギリギリだった2.2 µFのフィルムキャパシタは630 Vのものに換装。初段のカソードのDCバランスの可変抵抗と電解キャパシタは次段との間が直結でもないので省略出来るかな、と試してみたが、2本の真空管の組み合わせによってプレート電圧に最大20 V位の差違が出るため、省略しなかった。電解キャパシタを取っ払えるかな、と一寸期待していたのだが、五極管の差動のバランスは結構クリティカルだ。 ついでに初段のカソードと次段のグリッドのポテンショメータに抵抗を入れ、接点にトラブルがあってもオープンにはならないように小変更。 本当は、2段目のカソードフォロワを省けないかとも思ったが、省けば高域が低い周波数から減衰するので難しそうだ。12AU6のB電圧を上げて負荷抵抗を下げると、ゲインと高域が両立するかも。気軽にインピーダンス変換できるためカソードフォロワって皆さんよく使ってるが、高い周波数で発振したりするので気難しい面もある。12AX7類はµが高いがrpも高く、したがってGmが低いため今回のような回路ではゲインのロスも少なく使いやすい。本機の条件ではカソードフォロワの出力インピーダンスは800~900 Ω。470 Ωを直列に入れてあるので1300 Ω程度か。6463の入力容量がミラー効果でそこそこあっても問題は無い。もちろん12AX7類はグリッド電流の流れやすい古典的三極管をドライブする場合のカソードフォロワには向いていない。そもそもグリッド電流の流れやすい球を低歪でドライブするカソードフォロワの設計は巷で言われるほど簡単ではない。 マイナス電源は-400 Vのままだが、電源トランスの結線と定電圧回路の定数を少し弄ってプラス側を320 Vまで上げた。LM334Zの定電流回路が2 V以下では働かず上側の6463の定電流性がバイアスが浅くなると保てないことへの対策としての実験的措置である。320 Vでも6463の定格は超えていない。当然そのままでは出力端子の電圧が上がったので、ほぼ0 Vとなるように再調整(2SA1015の記号の間違いを修正 2026.08.12)。 続きを読む
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