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結論から言うと今回の試作アンプは失敗だった。商用電源、いわゆるAC100 Vがちょっと変動しただけで回路の直流電圧配分が大きく狂って出力端子に無視できない程の電圧が現れる。 商用電源はAC100 Vと言われるが、95 Vから107 Vの幅（101 V±6 V）が許されており、それ位変動してもしっかり動作するように設計しなければならない（昔はもっと変動したように思う）。そういう意味では今回の場合ヒーター電圧も商用電源の電圧が下がると3端子レギュレータの制御がかからなくなってしまう。東栄のトランスが表示より少し低めの電圧を示すせいでもあるが。対症療法的にサージ防止用に入れた抵抗値を少し小さくしたが、これも課題。スイッチング電源に換えるかな？ 出力端子に無視できない直流電圧がフワフワと現れるのは、カソードフォロワのバイアスの掛け方が良くなかったためである。マイナス電源とアースを分圧して与えてたのでアース基準となる。一方、終段はSRPPで上側は立派な定電流源といえる。下側はカソードに共通の抵抗が入っており、下側のカソード電位は上側からの定電流でマイナス電源を基準としてほぼ一定となる。ところが下側の球のグリッドは固定バイアスのカソードフォロワなのでマイナス電源の変動の影響をもろに受け、それに応じてプレート電位が大きく変動する。カソードフォロワを自己バイアスに換えてもあまり意味はない。グリッド電圧はマイナス電源を基準として、その変動に対応して打ち消す方向に1/μで変動するように設計しなければならなかった。あるいはサーボとか直流帰還とか。 おまけに基板との結線ミスでLM334Zを壊してしまった。負荷のキャパシタンスを考慮したSRPPの平衡条件等を考えずに普通のSRPPにしとけば良かったか？ また、バイアスの問題だけではなく、周波数特性はスッキリ伸びて、おまけに150kHzあたりに不要な盛り上がりを生じているし、方形波のオーバーシュートを見るとMHz台に不安定な何か問題もはらんでいるようで、カソードフォロワの挿入が本当に良かったかどうか疑問。カソードフォロワは本当に難しい。 キャパシタによる位相補正の代わりに終段のミラー効果を期待して下側の6463のグリッドに入れた1 kΩを2.2 kΩに換えてみたが、オーバーシュート抑制には全くならず、むしろ100 kHzより上の盛り上がりが大き

 方形波（矩形波）のオーバーシュートについては害はなさそうだがちょっといじってみたくなった。帰還抵抗220 kΩにパラに小容量のキャパシタを入れてみることにした。部品箱からディップドシルバーマイカ1 pF 500 Vを4個取り出して、って、そんな立派なものが入っている筈がない。基盤にピンヘッダーを付けて、それに外形1.3 mm位のジャンパー配線用のワイヤーを4 cm位に切って2本より合わせて接続。昔々組み立てた秋月のメーターキットで簡易測定してみると1.5 pF位ある（測定域の下端で正確ではないだろう）。オシロでみるとオーバーシュートは小さくなったが、まだ僅かにギザギザしている。これ以上は方形波の発振器をちゃんとしたファンクションジェネレータに変えるとかしてみないと分からないなあ。1.5 pFでは大きすぎるかも。ワイヤーをもう少し切り詰めて0.5 pF位にするか？ さて、終段のミラー効果を避け五極管12AU6を高抵抗低容量負荷で受けて高音域がすっきり伸ばせているのはカソードフォロワのおかげであるが、ここまでする必要はないかも知れない。利得は余っているのだから初段の12AU6の負荷抵抗を半分ぐらいにすれば利得も半減するがカソードフォロワ段を省いてもカットオフが30 kHz位にあがり、問題はないだろう。軽めのNFB（6～10 dB位？）で調整も楽だろう。次やるとしたらそれだな。 終段が6463でなく6FQ7系列の球ならCg-pが少し小さいからもう少し楽かもしれない。現在はバランスSRPPの下の球のカソード共通の抵抗を大きめの5 kΩとしている。多少は不平衡の是正も期待してのことであるが、カソードフォロワ段の負荷抵抗で生じる電圧を確保する意味もあった。カソードフォロワ段を省けるのならもっと小さな抵抗で済む。現状は発熱が結構あるのでこの5 kΩはセメント抵抗である。抵抗値が下がれば発熱も下がる。負電圧も低くて済む。 　初段を真空管に拘らなければ、半導体のクロスシャント位相反転を使う手がある。P-ch jFETをうまく使えば、終段のSRPPと直結できる。上の図は故 上條信一 氏の記述（一日一回路　https://www.ne.jp/asahi/evo/amp/1d1c/1）やJohn R Broskie 氏の記述（https://www.tubecad.com/2009/07

計測器の乏しいアマチュアにとって平衡型アンプの測定はめんどい。 今回も出力の両端子にオシロのCH1とCH2のプローブを付けて合成することで矩形波（方形波）を観察して（小さなオーバーシュートを見つけたが、合成せずに片側づつ観察すると殆んどオーバーシュートが見えない。どうなっているのだろう？ オーディオ用でなくMHz台までちゃんと出力されるファンクションジェネレータが欲しい。Gmの高い真空管やカソードフォロワ等、高い周波数で発振し安いにもかかわらず、気付き難い。オシロも岩通の古い40 MHzのだから、うんと高い周波数で発振とかされても分からないかも。 平衡→不平衡のインスツルメンテーションアンプをオペアンプで作っておこうかな。 最近は真空管アンプの自作には便利な小道具もあるが障害も多い。第一、部品の入手が難しい。真空管そのものも信頼性が高いものの入手は難しい。あっても高価。高いからと言って良品とは限らない。秋葉原も専門店がどんどん減っている。 信頼できるソケットも入手難。ステアタイト製でシールドケース付きのMTのソケットは7ピンも9ピンも国産の現行製品は既に無い。モールドのシールドケース無しならQQQ（中央無線）がまだある。これはなかなか良い。最近値上げされているが。 今回は7ピンシールドケース付はジャンク品を清掃して再利用。9ピンは海外製の金メッキのものを使ったが、真空管を刺した感じが妙に硬く、接触に問題は無いがピン元のガラスを傷めそうでちょっと怖い。9ピンはQQQの方が良かったかも。無線の高周波帯でもないし、ステアタイト製だからといって一概に信頼性が高いとは言えない。 ブロック電解キャパシタは全てジャンク箱から漁ってきた。頭の膨らんでのもあるし、基板自立型にバンドを巻いて使ったのもある。まあ、これらはまだ入手可能だが高価だ。 調整していた気が付いた。というか、何かおかしいと思っていたのだが。12AU6で約200倍、6463で約20倍で4,000倍位。結局利得の計算を間違って、どこかで半分の2,000位と勘違いしていた。恥ずかしいミスだ。 初段のカソード同士を無極性の電解キャパシタで繋ぐと裸利得は5,000倍を超えている。6dBのNFBを掛けているつもりで実際は14dBだった。ということは組み上げた当初の負帰還量は約18dBだっということになる。 それにしても何故？初

謹賀新年（2023年） 大晦日、転寝していたら新年になっていた。 そこそこ忙しく、年とともにものぐさになり、体も動きが悪くなってきたようだ。 昨年の11月下旬、電車に飛び乗ったら閉まる扉に挟まれて、右腕が上がらなくなった。レントゲン撮影、MRI検査と続いて、どうもインナーマッスルが切れているらしい。今回切れたのか、以前から切れていたのかは不明。というのも、一昨年の夏にシュラフから立ち上がろうとして肩を床に強打し、ひどい痛みがしばらく続いたこともあった。さらに10年位前だったか、刈払い機のリコイルスターターの調子が悪くて何回も引っ張っていたら、ひどく痛くなったこともあった。あの時の医師はレントゲンもとらずに50肩と決めつけていたっけ。 今回もひと月以上たってまだ痛い。半田鏝どころかピンセットを拾い上げても痛い。 静電型（コンデンサ型）ヘッドホン専用アンプは解体されて久しい。ずっと何とかしなくてはとは思っていた。 シャーシ内のプレート負荷抵抗の発熱にいい加減辟易して、シャーシの外側ならいいかな？とSRPPを試してみたくなった、 真空管SRPPの設計は、負荷インピーダンスに依存する。低インピーダンスでダイナミックに変化するスピーカ負荷の電力増幅段で使う場合も、高インピーダンスの電圧増幅段で使う場合も平衡条件を満たすのは難しい。 電圧増幅段では、一般に上の管は下の管に対して定電流とまでではないが上の管のカソード抵抗のμ倍の負荷抵抗となり、上の管のカソードから出力することによってカソードフォロワ程ではないが低インピーダンス出力となっている。平衡してなくても、つまり厳密な意味ではプッシュプル動作になっていくださいください下さいなくてもそれなりに利得と低インピーダンス出力で、抵抗結合時よりも低歪で大振幅が得られる（ようだ）。 上の管のカソード抵抗rを交流と直流で切り分けて平衡を取る話は武末数馬氏の著作で知った。 μドライブとか ボルテージフォロワとか いうのは積極的にrの交流部分を大きくした発展系である。直流バイアスは自己バイアスと同様にグリッドに高抵抗を介して与える。 下の管に五極管（あるいはjFET、あるいはjFET＋Trカスコード）を使い、上に三極管（高Gm、低rpがお薦め）を用いた「ぺるけドライブ」はプッシュプルではないと割り切った別の発展系といえる。 同じ三極管を上下に